在標準反激式電源轉換器中，變壓器的漏電感會在初級側FET的漏極上產生電壓尖峰。為防止這種尖峰，F(xiàn)ET通常需要一個鉗位保護，如圖1所示。但鉗位保護中的功率損耗限制了反激轉換器的效率。在本電源技巧中，我們將研究反激式電源轉換器的兩種不同結構，它們使用非耗散鉗位技術來回收泄漏能量并提高效率。

　　圖1大多數(shù)反激式轉換器采用耗散鉗位

　　耗散鉗位中的功率損耗與存儲與電感的能量有關。當FET導通時，變壓器初級繞組中的電流逐漸增加到峰值電流。當FET關斷時，能量通過變壓器的次級繞組傳遞到輸出端，泄漏能量不通過變壓器鐵心耦合，因此它可以保留在初級側并流入鉗位。

　　重要的是要了解不僅泄漏能量在鉗位中消散，磁化能量的一部分也是如此。如功率提示＃17中所述，將初級繞組電壓鉗制得遠高于反射輸出電壓可以限度地減少鉗位中燃燒的磁化能量。

　　雙開關反激是反激式轉換器的常見變體，可回收泄漏能量。圖2是雙開關反激的簡化示意圖。兩個FET與它們之間的初級繞組串聯(lián)連接，這兩個FET同時開啟或關閉。當它們接通時，初級繞組連接到輸入端，并通電至峰值電流。當它們關閉時，次級繞組將磁化能量傳遞給輸出端，泄漏能量通過D1和D2再循環(huán)回輸入端。通過回收泄漏能量，雙開關反激式電池的效率高于單開關耗散型開關。

　　圖2雙開關反激回收鉗位能量到輸入

　　兩個開關同時導通會抵消效率，因此傳導損耗趨于增加，特別是在低輸入電壓應用中。幸運的是，兩個FET的漏極——源極電壓都會鉗位到輸入電壓，因此與單開關反激式相比，您可以使用額定電壓較低的FET。同時，鉗位電壓的能力在高輸入電壓應用中也是有利的。

　　效率增益與漏電感與磁化電感的比率有關，通常約為2％。回收泄漏能量除了提高效率之外還具有其他益處，例如在高功率反激式應用中（通常大于75W），耗散鉗位中的損耗會產生熱管理，雙開關反激式完全消除了這種熱源。

　　這種更高效率和改進的熱性能的折衷是成本和復雜性的增加。不僅需要額外的FET；同時也需要FET的隔離驅動器。另外，需要設置變壓器匝數(shù)比，使得輸出電壓小于小輸入電壓。否則，輸出電壓將被鉗位，變壓器將無法正常復位。因此，雙開關反激本質上限于50％的占空比。實際上，輸出電壓應該足夠低于小輸入電壓，以允許漏電感的快速復位。圖3中的電路顯示了另一種回收泄漏能量的方法，但使用的是單開關反激式。這種非消耗性鉗位技術并不是新的，但它也不為人所熟知。然而它提供了許多與雙開關反激式相同的好處。

　　圖3一個簡單的非耗散鉗位添加到單開關反激式

　　實現(xiàn)此鉗位需要在變壓器的初級側添加鉗位繞組。該繞組必須具有與初級繞組相同的匝數(shù)。增加一個鉗位電容，連接到FET的漏極。鉗位電容的另一端通過二極管D1鉗位到輸入電壓，并通過二極管D2鉗位到鉗位繞組。

　　鉗位繞組和D2將鉗位電容兩端的電壓限制為等于輸入電壓的值，在主回路周圍應用基爾霍夫電壓定律時很明顯，如圖4所示。請注意，兩個初級繞組電壓相互抵消，無論任何的極性或大小。只有在兩個繞組上使用相同的匝數(shù)時，此方法才有效。

　　圖4鉗位電容電壓受輸入電壓的限制

　　要了解此鉗位如何工作，請考慮FET關閉時會發(fā)生什么。當初級FET關斷時，漏電感中的電流流過鉗位電容并使二極管D1正向偏置。當D1導通時，漏電感將在其兩端的電壓等于輸入電壓和反射輸出電壓之間的差值。一旦漏電感中的電流降至零，D1就會關閉。傳遞到鉗位電容器的泄漏能量暫時使鉗位電容器上的電壓略高于輸入電壓。當D1關斷時，D2鉗位通過變壓器繞組中的耦合有效地將存儲的電荷傳輸?shù)捷敵鰝取?/p>

　　該鉗位電路需要更少的元件，并且比雙開關反激式元件便宜。就像雙開關反激式一樣，它可以提高幾個百分點的效率，并消除與耗散泄漏能量相關的熱問題。該鉗位電路還將占空比限制在值的50％。需要考慮的是電路需要一個更高電壓的FET，其額定輸入電壓必須超過輸入電壓的兩倍。與雙開關反激相比，F(xiàn)ET的漏極上的較高電壓也可能對電磁干擾提出更多挑戰(zhàn)。

　　有源鉗位反激是另一種版本的反激式回收漏電能量，同時可以提供零電壓開關。有源鉗位反激更復雜，需要專用控制器。下次設計高功率反激電源時，請考慮采用非耗散鉗位來提高效率并保持良好散熱。